摘要
本文針對第十二屆全國大學生智能汽車競賽電磁節能組，設計一種採用超級電容器單獨供電的無刷直流電機(BLDC)調速控制系統。該裝置在實現超級電容器充分放電及對電能的最大利用的前提下，實現了控制系統閉環穩定運行並可通過MCU輸出PWM進行調速，大大降低了驅動算法的複雜度。
關鍵詞： 超級電容 BLDC調速 控制系統 PWM
正文
第一章 系統總體方案設計
根據競賽規則相關規定，智能車系統採用恩智浦（原飛思卡爾）公司 32 位微控制器 K60P100 作爲核心控制器，在 IAR開發環境中進行軟件開發。電機轉速控制採用“電壓前饋+ PID”複合控制，採用K60單片機FTM模塊的輸入捕捉功能進行脈衝計數計算速度和路程，通過 PWM控制驅動電路調整電機的轉速，完成智能車速度的閉環控制。
該系統包含三大模塊：微控制器模塊、電源模塊、無刷電機驅動模塊。各模塊的作用如下：
1、32位微控制器k60模塊，作爲整個系統的控制中樞，可以實時採集超級電容器兩端電壓信號和驅動模塊反饋的脈衝信號，根據控制算法做出控制決策，輸出脈寬調製信號(PWM)來驅動無刷直流電機（BLDC）完成控制。
2、電源模塊，爲整個智能車的硬件系統提供穩定合適的電源。
3、無刷電機驅動模塊，驅動直流無刷電機按照微控制器給出的控制信號進行調速，同時無刷電機將速度脈衝反饋給微控制器。
第二章 硬件電路設計部分
2.1 供電電路設計部分
針對我們設計的系統，我們設計了圖2.1所示電路
圖2.1 電源模塊電路原理圖
使用 3.3V 爲K60單片機供電，採用LDO。輸入端接TPS63070 輸出端。
2.2 BLDC選型及傳動設計部分
2.2.1 電機選型
根據競賽規則相關規定，電磁節能組的電機可以自己選型。在智能車在賽道運行過程中，電機是主要的耗電器件，因此我們選出參數較爲適合的有刷直流電機（RS540電機）、無刷直流電機、空心杯電機（716電機），對於其中的相關參數進行了對比，選出較爲節能的電機。
表1 三種電機相關參數對比
| RS540電機 | 無刷電機 | 空心杯電機716 |
額定電壓 | 4.8-9.6V | 7.4-11.1V | 3.7V |
額定電流 | 9.55A | 7A | 0.8A |
額定功率 | 64.9W | 55W(7.4V),80W(11.1V) | 46.3W |
額定轉矩 | 31.0mN·m | 117.5mN·m | 13mN·m |
額定轉速 | 20040 | 4470 | 34000 |
電機重量 | 160g | 22.5g | 3g |
由表1，從額定電流的角度不難發現空心杯電機最省電，無刷電機其次，有刷直流電機最耗電；但是考慮到空心杯電機輸出轉矩低，而行星齒輪形式的電機雖然可以大幅度提高轉矩，但其涉及到複雜的機械齒輪結構，在運行過程中齒輪間摩擦產生能量損耗，所以最終選用無刷電機。
2.2.2 傳動設計
出於節能方面的考慮，我們沒有選擇齒輪傳動，而是選擇了皮帶傳動結構。電機與後軸之間的傳動比爲3：5。皮帶傳動機構對車模的驅動能力有很大的影響。皮帶傳動部分安裝不恰當，會增大電機驅動後輪的負載；皮帶過鬆則容易空轉，過緊則會增加傳動阻力。所以我們在電機安裝過程中儘量使得傳動皮帶軸保持平行，傳動部分輕鬆、流暢，不存在卡殼或遲滯現象。噪音很小，並且不會有碰撞類的雜音，後輪減速皮帶機構就基本上調整好了，動力傳遞十分流暢。
2.3 BLDC驅動電路設計部分
2.3.1 BLDC基本驅動電路
針對我們選用的這款BLDC電機，我們開始設計其驅動電路。在分析驅動原理的過程中，我們翻閱了相關資料，查到了基本驅動電路，即三相橋式全控驅動電路。
但顯然這種採用分立元件的全控電路需要的算法複雜程度很高，不容易操作，而且耗電，所以我們決定改用集成MOSFET的BLDC驅動芯片。
2.3.2 BLDC驅動芯片的選型
目前市場上有很多BLDC驅動芯片，做這方面性能比較出色的公司有美國的TI和Microchip兩家公司，所以我們在這兩家公司的官網檢索到了對於本系統最合適的兩款芯片，分別是德州儀器的DRV11873和微芯科技的MTD6501D,兩款芯片均爲無傳感器的無刷直流電機驅動器。
表3 驅動芯片性能參數比較
| DRV11873 | MTD6501D |
輸入電壓範圍 | 5V-16V | 2V-14V |
過電流保護限值 | 可通過外部電阻調節，最大2A | 內置，不可調節，最大0.8A |
PWM輸入頻率 | 7k~10kHz | 0.02k~100kHz |
PWM高電平輸入電壓 | 2.7V~5.5V | 3.2V~3.6V |
觸發換相導通方式 | 150°導通 | 180°導通 |
通過表3可以看出兩者都有着很寬的電壓輸入範圍，符合超級電容供電電壓逐漸下降的特點；兩者都支持PWM調速，但MTD6501D僅支持以3.2V~3.6V爲高電平的PWM波，我們選用的k60單片機輸出的高電平爲5V左右，會觸發此芯片的過壓保護。
DRV11873採用三相四線制，在原電機三相三線制的基礎上加一根COM線，可適應三相不平衡負載的三相平衡驅動；但MTD6501D沒有采用這種方式。
有研究表明，MTD6501D在啓動和堵轉時產生的功耗比DRV11873大得多。
此外，文獻[1]對比分析了換相方式對轉矩波動的影響，當無刷直流電機的繞組電感不可忽略時，選擇最優換相超前角並考慮換相續流過程的影響，無論電機運行在高速狀態還是低速狀態，均可以採用適當的150°十二拍換相來削弱轉矩波動。
綜上所述，我們選用DRV11873作爲本系統BLDC的驅動芯片。
2.3.3 PCB Layout
參考該芯片的技術文檔，設計出了可靠的電路板，經測試效果優秀。
第三章 轉速閉環控制算法部分
3.1 傳統數字PID控制算法
如圖所示爲傳統數字PID控制算法結構圖，PID運算核心式如下：
U(k)=U(k-1)+ KP[ E(k)- E(k-1)]+KI*E(k)+ KD[ E(k)- 2*E(k-1)+E(k-2)]
但是我們在實際調試中發現該系統輸出的速度隨電容電壓的減小而減小，究其原因是由於電機驅動芯片輸出速度與供電電壓之間成近似線性關係，所以我們引入了電壓擾動輸入前饋控制。
3.2 電壓前饋+PID控制算法
系統選用具有電壓前饋的數字化PID作爲系統閉環的控制算法。電壓前饋控制的原理:當電容電壓降低時及時進行調整,使輸出速度保持不變。具有電壓前饋的數字化PID控制系統其方塊圖如圖所示.PID數字化控制算法表達式爲
U(k)=U(k-1)+ KP[ E(k)- E(k-1)]+KI*E(k)+ KD[ E(k)- 2*E(k-1)+E(k-2)]
式中,KP,tI,tD爲設定值,KI爲積分系數,KD爲微分系數.
KI,KD由KI= KPT/ tI,KD= KPtD/ T運算得來.T爲採樣週期.
PID運算核心式也十分簡單,如下式.
U(k)= U(k-1)+ Kp*[(E(k)- E(k-1)]+KI*E(k)+ KD*[ E(k)- 2*E(k-1)+ E(k-2)];
U(k-1)= U(k);
E(k-2)= E(k-1);
E(k-1)= E(k);
Uout= U(k);
在程序中只要設定輸入控制參數KP、KI、KD即可,給定脈衝可自行設定。
經測試，輸出穩定時，實際與給定之間誤差在±5%以內，系統運行良好。
參考文獻
[1] 魏延羽.換相續流可控的無刷直流電機驅動控制策略[D].哈爾濱工業大學,2016.
[2] 楊寧,黃元峯,張志敏.三相電熱家庭水暖恆溫自動控制系統[J].武漢化工學院學報,2005(05):60-64.
[3] 張寶榮.數字電子技術基礎(第2版)[M].電子工業出版社,2015．
[4] 李發海,王巖.電機與拖動基礎(第4版)[M].清華大學出版社,2012．
[5] 夏德鈐,翁貽方.自動控制理論[M].機械工業出版社,2012．
[6] 梅曉榕,柏桂珍,張卯瑞.自動控制元件及線路(第五版)[M].科學出版社,2013．
[7] 阮毅,陳伯時.電力拖動自動控制系統—運動控制系統(第4版)[M].機械工業出版社,2009．
鳴謝
在此感謝燕山大學電氣工程學院對智能車大賽的支持，感謝本次三級項目給我此次機會在此陳述我的觀點，也感謝兩個隊友一年來的支持與鼓勵。