比較器的特點：
比較器的兩路輸入爲模擬信號，輸出則爲二進制信號，當輸入電壓的差值增大或減小時，其輸出保持恆定。從這一角度來看，也可以將比較器當作一個1位模/數轉換器(ADC)。
比較器與運算放大器
運算放大器在不加負反饋時，從原理上講可以用作比較器，但由於運算放大器的開環增益非常高，它只能處理輸入差分電壓非常小的信號。而且，在這種情況下，運算放大器的響應時間比比較器慢許多，而且也缺少一些特殊功能，如：滯回、內部基準等。
比較器通常不能用作運算放大器，比較器經過調節可以提供極小的時間延遲，但其頻響特性受到一定限制，運算放大器正是利用了頻響修正這一優勢而成爲靈活多用的器件。另外，許多比較器還帶有內部滯回電路，這避免了輸出振盪，但同時也使其不能當作運算放大器使用。
比較器的性能指標
比較器兩個輸入端之間的電壓在過零時輸出狀態將發生改變，由於輸入端常常疊加有很小的波動電壓，這些波動所產生的差模電壓會導致比較器輸出發生連續變化。爲避免輸出振盪，新型比較器通常具有幾mV的滯回電壓。滯回電壓的存在使比較器的切換點變爲兩個：一個用於檢測上升電壓，一個用於檢測下降電壓(圖1)。高電壓門限(VTRIP+)與低電壓門限(VTRIP-)之差等於滯回電壓(VHYST)，滯回比較器的失調電壓(VOS)是VTRIP+和VTRIP-的平均值。
圖1. 開關門限、滯回和失調電壓
不帶滯回的比較器的輸入電壓切換點是輸入失調電壓，而不是理想比較器的零電壓。失調電壓(即切換電壓)一般隨溫度、電源電壓的變化而變化。通常用電源抑制比(PSRR)衡量這一影響，它表示標稱電壓的變化對失調電壓的影響。
理想的比較器的輸入阻抗爲無窮大，因此，理論上對輸入信號不產生影響，而實際比較器的輸入阻抗不可能做到無窮大，輸入端有電流經過信號源內阻並流入比較器內部，從而產生額外的壓差。偏置電流(IBIAS)定義爲兩個比較器輸入電流的中值，用於衡量輸入阻抗的影響。
隨着低電壓應用的普及，爲進一步優化比較器的工作電壓範圍，利用npn管與pnp管相併聯的結構作爲比較器的輸入級，從而使比較器的輸入電壓得以擴展，可以比電源電壓高出250mV，因而達到了所謂的超電源擺幅標準。這種比較器的輸入端允許有較大的共模電壓
比較器輸出
由於比較器僅有兩個不同的輸出狀態，零電平或電源電壓，具有滿電源擺幅特性的比較器輸出級爲射極跟隨器，這使得其輸出信號與電源擺幅之間僅有極小的壓差。該壓差取決於比較器內部晶體管飽和狀態下的集電極與發射極之間的電壓。CMOS滿擺幅比較器的輸出電壓取決於飽和狀態下的MOSFET，與雙極型晶體管結構相比，在輕載情況下電壓更接近於電源電壓。
輸出延遲時間是選擇比較器的關鍵參數，延遲時間包括信號通過元器件產生的傳輸延時和信號的上升時間與下降時間，對於高速比較器，如MAX961、MAX9010-MAX9013，其延遲時間的典型值分別達到4.5ns和5ns，上升時間爲2.3ns和3ns (注意：傳輸延時的測量包含了上升時間)。設計時需注意不同因素對延遲時間的影響(圖2)，其中包括溫度、容性負載、輸入過驅動等因素。對於反相輸入，傳輸延時用tPD-表示；對於同相輸入，傳輸延時用tPD+表示。TPD+與tPD-之差稱爲偏差。電源電壓對傳輸延時也有較大影響。
圖2. 外部因素對傳輸延時的影響
有些應用需要權衡比較器的速度與功耗，針對這一問題提供了多種芯片類型供選擇，其中包括從耗電800nA、延遲時間爲30µs的MAX919到耗電6µA、延遲時間爲540ns的MAX9075；耗電600µA、延遲時間爲20ns的MAX998到耗電11mA、延遲時間爲4.5ns的MAX961；從耗電350µA、傳輸延時25ns的MAX9107到耗電900µA、傳輸延時5ns的MAX9010最近推出的MAX9010 (SC70封裝)，其延遲時間低至5ns電源電流只有900µA，爲產品設計提供了更多的選擇。
LM339用了兩路了，還剩下兩路，所以想着能否利用上，減小程序的複雜程序。
單限比較器
圖1(a)給出了一個基本單限比較器，輸入信號Uin，即待比較電壓，它加到同相輸入端，在反向輸入端接到一個參考電壓(門限電平)Ur。當輸入電壓Uin＞Ur時，輸出爲高點平UOH。圖1(b)爲其傳輸特性。
圖1 單限比較器
圖2爲某儀器中過熱檢測保護電路。它用單電源供電，1/4LM339的反相輸入端加一個固定的參考電壓，它的值取決於R1於R2。
Ur＝R2/(R1＋R2)×UCC
同相端的電壓就等於熱敏元件Rt的電壓降。當機內溫度爲設定值以下時，"﹢"端電壓大於"﹣"端電壓，Uo爲高電位。當溫度上升爲設定值以上時，"﹣"端電壓大於"﹢"端，比較器反轉，Uo輸出爲零電位，使保護電路動作。調節R1的值可以改變門限電壓，既設定溫度值的大小。
圖2 某儀器過熱檢測保護電路
遲滯比較器
遲滯比較器又可理解爲加正反饋的單限比較器。前面介紹的單限比較器，如果輸入信號Uin在門限值附近有微小的干擾，則輸出電壓就會產生相應的抖動(起伏)。在電路中引入正反饋可以克服這一缺點。
圖3(a)給出了一個遲滯比較器，人們所熟悉的“史密特”電路即是有遲滯的比較器。圖3(b)爲遲滯比較器的傳輸特性。
圖3 遲滯比較器
不難看出，當輸出狀態一旦轉換後，只要在跳變電壓值附近的干擾不超過ΔU之值，輸出電壓的值就將是穩定的。但隨之而來的是分辨率降低。因爲對遲滯比較器來說，它不能分辨差別小於ΔU的兩個輸入電壓值。
遲滯比較器加有正反饋可以加快比較器的響應速度，這是它的一個優點。除此之外，由於遲滯比較器加的正反饋很強，遠比電路中的寄生耦合強得多，故遲滯比較器還可免除由於電路寄生耦合而產生的自激振盪。
如果需要將一個跳變電固定在某一個參考電壓值上，可在正反饋電路中接入一個非線性元件，如晶體二極管，利用二極管的單向導電性，便可實現上述要求。圖4爲其原理圖。
圖4
圖5爲某電磁爐電路中電網過電壓檢測電路部分。電網電壓正常時，1/4LM339的U4<2.8V，U5=2.8V，輸出開路，過電壓保護電路不工作，作爲正反饋的射極跟隨器BG1是導通的。
當電網電壓大於242V時，U4>2.8V，比較器翻轉，輸出爲0V，BG1截止，U5的電壓就完全決定於R1與R2的分壓值，爲2.7V，促使U4更大於U5，這就使翻轉後的狀態極爲穩定，避免了過壓點附近由於電網電壓很小的波動而引起的不穩定的現象。
由於製造了一定的回差(遲滯)，在過電壓保護後，電網電壓要降到242-5=237V時，U4<U3，電磁爐才又開始工作。這正是我們所期望的。
圖5 某電磁爐電網過電壓檢測電路
雙限比較器
即窗口比較器。
圖6(a)電路由兩個LM339組成一個窗口比較器。當被比較的信號電壓Uin位於門限電壓之間時(UR1<Uin<UR2)，輸出爲高電位(UO=UOH)。當Uin不在門限電位範圍之間時，（Uin>UR2或Uin<UR1）輸出爲低電位（UO=UOL），窗口電壓ΔU=UR2-UR1。它可用來判斷輸入信號電
圖6 雙限比較器